摘要
本文介绍一种用于LED照明的75W单级电源，该电源采用由临界导通控制模式控制的返驰式转换器拓扑设计，其主变压器的次级侧与LED灯串直接相连。这种返驰式转换器透过恒流回馈电路直接调节LED电流。本文描述的电路即使无需输入电流感测和输入电压前馈，仍能在宽广的输入电流范围上获得很高的功率因数。本文将透过构建和测试一个原型实验装置，验证有关电路的有效性。
1.引言
近年来，LED技术发展迅速，由于其具有高能效、较长寿命和绿色环保等优势，被视为最有潜力的下一代照明源。此外，LED技术还能控制色彩、形状、照明模式以及光线本身。在室内或街道LED照明应用中，需要一个把交流输入电压转换为直流输出电压的电源设备(power supply unit, PSU)，并有多种不同的拓扑供选用。由于应用的功率限制，低功率LED照明的PSU一般可采用单级转换器，而大功率LED照明应用则普遍采用两级转换器。而本文将介绍一种用于大功率LED照明的单级PSU。在这个方案中，功率转换器电路选用返驰式转换器拓扑，因为它不需要电感式输出滤波器；而主变压器本身就执行电感式滤波器的运作，而且输入和输出级可被隔离。这种电路采用临界导通模式(critical conduction mode, CRM) PFC控制器，无需检测输入电压和开关电流，只需要输出电压回馈。透过75W单级返驰式转换器原型实验，本文对上述单级PSU、控制方案和回馈方法的可行性进行了分析和探讨。
2. 用于LED的单级返驰式转换器
2.1 基本原理分析
图一 返驰式AC-DC转换器电路图
图一所示为一个返驰式交流直流(AC-DC)转换器的电路示意图。这裡同时需要恒压(constant voltage, CV) 和恒流(constant current, CC)回馈电路，以避免过载和过压情况的发生。在LED照明中，输出总是满载，且LED的正向电压降会随LED结温的升高而减少。因此，在正常情况下，输出应该由CC模式控制，而CV模式只用于过压保护。
图二 FAN7530的模组示意图
这裡，控制IC采用了电压模式CRM PFC控制器FAN7530，其内部模组示意图如图二所示。在控制电路中，透过对误差放大器的输出与内部斜坡讯号进行比较来产生开关讯号，故无需输入电压和电流。在稳态期间，开关的导通时间是固定的，但关断时间是会改变的。因此，开关频率必然随输入电压的变化而变化，如图三所示。
图三 开关频率的变化
图四 理论波形
图四所示为初级侧开关电流、次级侧二极体电流和闸极驱动讯号(gating signal)的理论波形。MOSFET Q 导通和FRD Do 关断时在电流为零的条件下运作，而Q 关断和Do导通时则在硬开关条件下运作。
在返驰式转换器中，变压器很容易饱和，因为变压器只在磁滞迴线的第一象限内运作。此外，如果转换器在临界导通模式下运作，其峰值电流会比连续传导模式下高出很多。因此，铁芯间应留有空气隙以防止变压器饱和。
若在单级AC-DC转换器中采用返驰式转换器，由于MOSFET和FRD的最大额定电压与变压器的匝数比密切相关，故此选择正确的匝数比N2/N1是非常重要的。在MOSFET的汲源额定电压Vdss 和FRD的反向额定电压VR之间存在一种折衷关係，而这种关係取决于变压器的匝数比。匝数比越大，需要的FRD直流反向电压VR也越大，MOSFET的Vdss 则越小。相反，较小的匝数比会导致MOSFET的电压应力更高， FRD的 VR 减少 。
图五 VDS /VR 与匝数比一致
图五显示了MOSFET的Vdss 和FRD的VR 之间的折衷关係。由公式Po=ηVinIin可知，最大输入电流Iin(max) = Po/ηVin。如果开关频率fs 远大于交流线频率fac ，在开关期间，可把输入电流看作是恒定的。
若要定义变压器的激磁电感，就必须先定义最长开关周期。当载入最小输入电压时，最长开关周期就会在输入电流的峰值点出现。最大输入电流和开关峰值电流定义如下：
在这裡
变压器初级侧电压VT定义如下：
故磁化电感可由下面的算式求得：
MOSFET的电压应力为
这裡，Vsn 是缓冲电路(snubber circuit)的最大电容电压，Vf (N1Vo/N2) 是返驰电压，VLr 是变压器的漏电感上的振铃电压(ringing voltage)。正常情况下，VLr 大约是返驰电压的1.5倍。FRD的最大反向电压和正向峰值电流相应为：
2.2 缓冲电路设计
在返驰式转换器关断的瞬间，Lleak 与 Coss之间的谐振会产生过大的突波电压，对MOSFET造成损耗。所以必须抑制这个突波电压，而加入缓冲电路则可以防止MOSFET故障出现，如图六所示。
图六 缓冲电路设计
缓冲器的钳位电压为：
因此，
缓冲电路的最大功耗由下面的算式决定：
最大功耗为：
这裡，vc=Vf +Vsn 。故阻抗Rsn为：
缓冲电路的最大涟波电压由下面的算式求得：
缓冲器电容越大，电压涟波越小，但功耗会随之增加。所以，选择正确的参数值是十分重要的。一般而言，比较合理的选择是：缓冲电压为返驰电压的1.5倍，涟波电压为50V。
3. 实验结果
为了验证上述电路的有效性，我们构建和测试了一个75W原型实验装置。
图七 75W原型实验装置的照片
表一 电气参数
图八 VGS、VDS 和 Id的实验波形
图九 输入电压和电流的实验波形
图十 输入电压为265Vac时的汲源电压和开关电流
图十一 负载变化下的输出电压和电流
实验装置的照片如图七所示。其电气参数见表一。图八分别给出了110Vac 输入和 220 Vac 输入情况下VGS、VDS 和Id 的实验波形，由图可看出，开关电流波形与输入电压尖峰吻合良好。图九给出了110 Vac 输入和220 Vac输入条件下的输入电压和电流。110 Vac和220 Vac条件下的功率因数分别为0.997 和 0.955。
为了抑制Lleak 和 Coss之间的谐振引起的MOSFET突波电压，RCD缓冲电路是不可或缺的。缓冲电路的电压大约是返驰电压的1.5倍，涟波电压估计为50V。缓冲电路的电阻和电容由下面的公式决定。
图十三 效率比较
由此可知，最终选择了三个 2W 71kΩ电阻、一个4.7nF/1kV电容，以及一个UF4005(UFRD)来构成缓冲电路。图10所示为最大交流输入电压为265V时，汲源电压电流的波形。电压涟波测得为54V，最大电压应力为720V，这表明实际结果与计算所得十分接近。然而，若最大电压为720V，则需要额定电压为 800V 的 MOSFET以应付宽输入电压范围。图11所示为负载变化时的输出电压电流波形。在100%、75%, 50% 和 25%的负载条件下，输出电压涟波分别为1.76V、1.37V、0.94V 和 0.49V。100%负载条件下的最大涟波是正常输出直流电压的3.67%，并观察到120Hz的电流涟波。
不过，由于输出电流是连续的，加上120Hz的涟波频率已足够高，肉眼是不会看到闪烁现象。图12给出了输入电压为110 Vac, 和 220 Vac时，效率特性随负载变化的曲线。在110Vac输入时，中等负载条件下测得的最大效率为85.17%，而在220Vac输入时，满负载条件下测得的最大效率为85.95%。图十三所示为LED照明的单级返驰式转换器原型实验装置所采用的恒定电压和恒定电流模式回馈电路。由于LED的正向电压降会随结温的升高而减少，LED串必须由恒定电流模式驱动。图十四所示为原型实验装置的V-I 特性。结果清楚显示，对于所有的电压条件，恒定电流控制都能够很好地驱动输出。
图十三 恒定电流和恒定电压回馈电路
图十四 输出V-I 特性
4.总结
本文介绍了一种用于大功率LED照明应用的单级返驰式转换器，并分析了其运作原理。即便该电路结构简单，也能够在整个输入电压范围上获得超过0.95的高功率因数。我们构建了一个实验装置以验证这种LED照明单级返驰式转换器的有效性。实验结果显示，最大功率因数和最大效率分别可达99.7%和85.95%。
